Uydu haberleşme sistemleri için yeniden yapılandırılabilir düzlemsel çift bandlı filtre tasarımı: UHF ve S bandı uygulamaları

(1)

T.C.

PAMUKKALE ÜNĠVERSĠTESĠ FEN BĠLĠMLERĠ ENSTĠTÜSÜ

ELEKTRĠK-ELEKTRONĠK MÜHENDĠSLĠĞĠ BÖLÜMÜ

UYDU HABERLEġME SĠSTEMLERĠ ĠÇĠN YENĠDEN YAPILANDIRILABĠLĠR DÜZLEMSEL ÇĠFT BANDLI FĠLTRE TASARIMI: UHF VE S BANDI UYGULAMALARI

DOKTORA TEZĠ

AYġE NĠHAN BASMACI FĠLĠZ

DENĠZLĠ, AĞUSTOS - 2017

(2)

T.C.

PAMUKKALE ÜNĠVERSĠTESĠ FEN BĠLĠMLERĠ ENSTĠTÜSÜ

ELEKTRĠK-ELEKTRONĠK MÜHENDĠSLĠĞĠ BÖLÜMÜ

UYDU HABERLEġME SĠSTEMLERĠ ĠÇĠN YENĠDEN YAPILANDIRILABĠLĠR DÜZLEMSEL ÇĠFT BANDLI FĠLTRE TASARIMI: UHF VE S BANDI UYGULAMALARI

DOKTORA TEZĠ

DENĠZLĠ, AĞUSTOS - 2017

(3)

(4)

Bu tez çalıĢması TÜBĠTAK tarafından 112E041 ve 215E099 Nolu 1001 AraĢtırma Projeleri kapsamında desteklenmiĢtir.

(5)

(6)

i

ÖZET

UYDU HABERLEġME SĠSTEMLERĠ ĠÇĠN YENĠDEN YAPILANDIRILABĠLĠR DÜZLEMSEL ÇĠFT BANDLI FĠLTRE

TASARIMI: UHF VE S BANDI UYGULAMALARI DOKTORA TEZĠ

PAMUKKALE ÜNĠVERSĠTESĠ FEN BĠLĠMLERĠ ENSTĠTÜSÜ ELEKTRĠK-ELEKTRONĠK MÜHENDĠSLĠĞĠ BÖLÜMÜ

(TEZ DANIġMANI: PROF. DR. CEYHUN KARPUZ) DENĠZLĠ, AĞUSTOS - 2017

Bu tez çalışmasında, mikrodalga frekanslarının askeri ve sivil haberleşme sistemleri için önemli bir uygulama sahası olan UHF (300 MHz-3 GHz) ve S (2 - 4 GHz) bandlarında çalışan mikrodalga filtre tasarımları gerçekleştirilmiştir.

Tasarımlarda; günümüz haberleşme sistemleri açısından büyük öneme sahip olan devre minyatürizasyonu, üretim kolaylığı ve harici elemanlarla bağlantı kolaylığı gibi temel özellikleri sağlayabilen düzlemsel yapılar kullanılmıştır.

Yapılan tasarımların en temel özelliği, günümüz haberleşme sistemlerinde önem arz eden ve gittikçe artan bir talebe sahip bir konu olan yeniden yapılandırılabilir devre özelliğinde olmalarıdır. Tek bir eleman değişikliği veya bağlantılardaki basit ve ufak bir değişik ile band tutan-band geçiren karakteristik değişimleri ile eliptik-lineer faz frekans cevabı karakteristik değişimlerinin sağlanabildiği farklı filtre yapıları tasarlanmıştır. Tasarımlarda; teorik analizlerde çift-tek mod analiz metodu, ABCD matris sentez metodu ve kuplajlı hatlar teorisinden yararlanılmış, simülasyon çalışmaları bir Tam-Dalga EM (ElektroManyetik) simülatör paket programı olan SONNET SOFTWARE kullanılmış, teorik-simülasyon uyumu yerinde olan, düzgün ve arzu edilen frekans cevaplarına sahip filtre devreleri RT/DUROID taban malzemeleri üzerinde ipek baskı teknolojisi kullanılarak imal edilmiş ve filtre performansları Agilent E5071C Network Analyzer ile test edilmiştir.

Bu tez çalışması kapsamında tasarlanan filtre yapılarından iki grup filtre sonuç itibariyle deneysel olarak da gerçekleştirilmiş, performans testleri yapılarak, filtrelerin simülasyon, teorik ve ölçüm sonuçlarının birbiriyle uyum içerisinde olduğu görülmüş ve literatüre yeniden yapılandırılabilir düzlemsel çift bandlı yeni filtre yapıları kazandırılmıştır.

ANAHTAR KELĠMELER:

ANAHTAR KELĠMELER: Mikrodalga Düzlemsel Yapılar, Çift Mod Rezonatörler, Çift Band Filtreler, Ayarlanabilir Filtreler, Yeniden Yapılandırılabilir Filtreler, Band Durduran ve Band Geçiren Filtreler

(7)

ii

ABSTRACT

DESIGN OF RECONFIGURABLE PLANAR DUAL BAND FILTER FOR SATELLITE COMMUNICATION SYSTEMS: UHF AND S BAND

APPLICATIONS PH.D THESIS

PAMUKKALE UNIVERSITY INSTITUTE OF SCIENCE DEPARTMENT OF ELECTRĠCAL-ELECTRONĠCS ENGĠNEERĠNG

(SUPERVISOR:PROF. DR. CEYHUN KARPUZ) DENĠZLĠ, AUGUST 2017

In this thesis study, microwave filter designs were implemented in UHF (300 MHz-3 GHz) and S (2 - 4 GHz) bands, which are important application areas for military and civil communication systems of microwave frequencies. In this designs; planar structures that can provide basic features such as circuit miniaturization, production simplicity and connectivity simplicity with external elements, which have great importance in terms of today's communication systems, have been used.

The most basic feature of the designs made is the reconfigurable circuit feature which is an important issue and which has an increasing demand in today's communication systems. Different filter constructions have been devised to provide characteristic changes of elliptical-linear phase frequency response and bandstop-bandpass characteristic variations with changes in a single element or connection. In the theoretical analyzes of the designs, even-odd mode anlysis method, ABCD matrix synthesis method and the coupled-line theory were used, SONNET SOFTWARE, a full-wave EM (Electro-Magnetic) simulator package program was used in the simulation analyzes, Having smooth and desirable frequency responses, theoretical and simulation compatible filter circuits have been fabricated using silk screening technology on RT / DUROID base materials and filter performances were tested with the Agilent E5071C Network Analyzer.

Eventually within the scope of this thesis study, two group filters were fabricated and the performance tests were performed; the simulation, theoretical and measurement results of the filters were found to be in harmony with each other and the literature was restructured with novel planar dual band filters.

KEYWORDS:

KEYWORDS: Microwave Planar Structures, Dual Mode Resonators, Dual -Band Filters, Tunable Filters, Reconfigurable Filters, Bandstop and Bandpass Filters

(8)

iii

ĠÇĠNDEKĠLER

Sayfa

ÖZET ... i

ABSTRACT ... ii

ĠÇĠNDEKĠLER ... iii

ġEKĠL LĠSTESĠ ... iv

TABLO LĠSTESĠ ... vii

SEMBOL LĠSTESĠ ... viii

ÖNSÖZ ... ix

1. GĠRĠġ ... 1

1.1 Literatür Taraması ... 1

2. YENĠDEN YAPILANDIRILABĠLĠR FĠLTRELER ... 12

2.1 Yeniden Yapılandırılabilir Filtrelerin Tasarımı ve Analizi ... 12

2.1.1 ABCD Matrisine Dayalı İki Kapılı Devre Analizi ... 13

2.1.2 Çift-Tek (Even-Odd) Mod Analizi: ... 16

2.1.3 İndüktif Yarık Yüklü Yapılar ... 20

2.1.4 Kapasitif İnterdijital Parmak Yüklü Yapılar ... 21

2.1.5 Kapasitif İnterdijital Parmak Yüklü Yapıların Teorik Analizi ... 24

2.1.6 Kapasitif İnterdijital Parmak Yüklü Yapıların Modifiye Edilmesi ... 25

2.2 Çift Bandlı Filtrelerin Tasarımı ve Teorik Analizi ... 27

2.2.1 Band Tutan Filtre Yapısı Teorik Analiz: Tek Mod Analizi ... 28

2.2.2 Band Tutan Filtre Yapısı Teorik Analiz: Çift Mod Analizi ... 31

2.2.3 Saçılma Parametreleri ve Frekans Cevabının Elde Edilmesi ... 34

2.2.4 Menderes Biçimli Band Geçiren Band Tutan Filtre Yapıları ... 36

2.2.5 Dörtlü Yonca Yaprağı Band Geçiren Band Tutan Filtre Yapıları ... 38

2.2.6 Menderes Biçimli Filtre Teorik Analiz: Tek Mod Analizi ... 40

2.2.7 Menderes Biçimli Filtre Teorik Analiz: Çift Mod Analizi ... 42

2.2.8 Teorik Analiz İçin Kullanılan Farklı Yaklaşım Durumu. ... 44

2.2.9 Saçılma Parametreleri ve Frekans Cevabının Elde Edilmesi ... 46

2.2.10 Besleme Hattı Modifiye Edilmiş Yeni Filtre Yapısı ... 46

3. AYARLANABĠLĠR MĠKROġERĠT ÇĠFT MODLU BAND GEÇĠREN FĠLTRE TASARIMI ... 49

3.1 Mobil Uygulamalar Ġçin Pratik Ayarlanabilir Filtre Yapısı ... 49

3.1.1 Pratik Ayarlanabilir Filtrenin Teorik Analizi: Çift Mod Durumu ... 51

3.1.2 Pratik Ayarlanabilir Filtrenin Teorik Analizi: Tek Mod Durumu ... 52

3.1.3 Mod Frekansları ve Kalite Faktörünün Değişimi ... 52

4. AYARLANABĠLĠR ÇĠFT MODLU ÇĠFT BANDLI BAND DURDURAN FĠLTRE TASARIMI ... 59

4.1 Çift Modlu Ayarlanabilir Rezonatör Yapısı ... 59

4.1.1 Ayarlanabilir Rezonatörün Teorik Analizi: Çift Mod Durumu ... 60

4.1.2 Ayarlanabilir Rezonatörün Teorik Analizi: Tek Mod Durumu ... 61

4.2 Çift Modlu Çift Bandlı Ayarlanabilir Filtre Yapısı ... 61

4.3 Çift Modlu Çift Bandlı Ayarlanabilir Filtre Deneysel ÇalıĢma ... 65

5. SONUÇ VE ÖNERĠLER ... 67

6. KAYNAKLAR ... 69

7. ÖZGEÇMĠġ ... 73

(9)

iv

ġEKĠL LĠSTESĠ

Sayfa Şekil 1.1: PIN diyot içeren anahtarlanabilir band durduran filtre yapıları, a) Sabit

band genişliği, b) Farklı band genişliği ... ..3

Şekil 1.2: a) Filtre yapısı, b) WiFi durumu için simülasyon ve deney sonuçları, S21, c) WiFi durumu için simülasyon ve deney sonuçları, S11 ... ..3

Şekil 1.2 (devam): b) WiFi durumu için simülasyon ve deney sonuçları, S21, c) WiFi durumu için simülasyon ve deney sonuçları, S11 ... ..4

Şekil 1.3: UMTS durumu için simülasyon ve deney sonuçları a) UMTS durumu için simülasyon ve deney sonuçları, S21, b) UMTS durumu için simülasyon ve deney sonuçları, S11 ... ..4

Şekil 1.4: a) Filtre yapısı, b) Frekans cevapları (s uzunluğuna göre), kesikli çizgi:transmisyon sıfırlarının simetrik dağılımı (s=0.95mm) ... ..5

Şekil 1.5: a) Filtre yapısı, b) PIN diyot OFF konumundayken, band durduran filtre cevabı, c) PIN diyot ON konumundayken, band geçiren filtre cevabı... ..5

Şekil 1.6: a) Filtre yapısı, b) Eşdeğer devre modeli, c) Kırmık yapısı ve eşdeğer devre modeli ... ..6

Şekil 1.6 (devam): b) Eşdeğer devre modeli, c) Kırmık yapısı ve eşdeğer devre modeli ... ..7

Şekil 1.7: Simülasyon ve ölçüm sonuçları a) PIN diyot ile, b) Optik anahtar ile ... ..7

Şekil 1.8: Y.-H. Chun ve J.-S. Hong tarafından 2008’de önerilen filtre yapısı ... ..8

Şekil 1.9: Frekans cevapları a) Durum-1, b) Durum-2 ... ..9

Şekil 1.10: H. Xiao tarafından 2012'de önerilen yapı ... 10

Şekil 1.11: H. Aldeeb ve T. S. Kalkur tarafından 2016'da önerilen yapı ... 10

Şekil 1.12: M. Esmaeili ve J. Bornemann tarafından 2017’de önerilen yapı... 10

Şekil 1.13: C.-H. Ko ve arkadaşları tarafından 2015'de önerilen yapı ... 11

Şekil 1.14: M. Shen ve arkadaşları tarafından 2015'de önerilen yapı ... 11

Şekil 2.1: Tez çalışması kapsamında kullanılan temel filtre yapısı ... 13

Şekil 2.2: a) Önerilen filtre yapısı, b) Eşdeğer devre modeli ... 13

Şekil 2.3: Yapının üst ve alttaki hatlarına ilişkin eşdeğer devre modelinin ayrık olarak görünümü ... 13

Şekil 2.4: Eşdeğer devre modeli üzerinden ABCD, Y ve S parametrelerine dayalı, teorik olarak elde edilen frekans cevabı ... 16

Şekil 2.5: Simülasyon sonuçları ile teorik analiz sonuçlarının karşılaştırılması, (Kırmızı, mavi: Simülasyon sonuçları; Yeşil, mor: Teorik sonuçlar) ... 17

Şekil 2.6: Yapının simetri eksenine göre iki parçaya ayrılması ... 17

Şekil 2.7: Çift-tek mod analizi ... 17

Şekil 2.8: Teorik olarak çift-tek mod analizi sonucunda elde edilen frekans cevabı ve simülasyon sonucunda elde edilen frekans cevabı, (Kırmızı, mavi: Simülasyon sonuçları; Yeşil, mor: Teorik sonuçlar) ... 19

Şekil 2.9: a) Band durduran karakteristiğe sahip yapı, b) Band geçiren karakteristiğe sahip via geçişlerine sahip yapı ... 19

Şekil 2.10: Band durduran ve band geçiren karakteristiğe sahip frekans cevapları (Kesikli Çizgiler: Band durduran filtre karakteristiği, Sürekli Çizgiler: Band geçiren filtre karakteristiği) ... 19

Şekil 2.11: Yarık yüklemeli yapılar a) Via geçişsiz, b) Via geçişli ... 20

(10)

v

Sayfa Şekil 2.12: Yarık yükleme etkisi a) Band geçiren karakteristik, b) Band durduran karakteristik, (Kesikli Çizgiler: Yarık yükleme eklenmeyen yapı; Sürekli

Çizgiler: Yarık yükleme eklenen yapı) ... 20

Şekil 2.13: İnterdijital yüklemeli yapılar a) Via geçişsiz, b) Via geçişli ... 22

Şekil 2.14: İnterdijital yüklemeli yapılarda “h” yükseklik değişiminin filtre cevabı üzerindeki etkisi a) Band durduran karakteristik, b) Band geçiren karakteristik ... 22

Şekil 2.15: Beslemenin üstte olduğu interdijital yüklemeli yapılar a) Via geçişi eklenmeyen yapı, b) Via geçişine sahip yapı ... 22

Şekil 2.16: İnterdijital yüklemeli yapılarda besleme hattının konumundaki değişimin frekans cevabı üzerindeki etkisi a) Band durduran karakteristik ... 23

Şekil 2.16 (devam): İnterdijital yüklemeli yapılarda besleme hattının konumundaki değişimin frekans cevabı üzerindeki etkisi, b) Band geçiren karakteristik ... 23

Şekil 2.17: a) İnterdijital yüklemeli yapı, b) Eşdeğer devre modeli ... 24

Şekil 2.18: Çift-tek mod analizi a) Çift mod analizi (açık devre durumu), b) Tek mod analizi (kısa devre durumu)... 25

Şekil 2.19: Çift-tek mod analiziyle elde edilen teorik frekans cevabı ... 25

Şekil 2.20: Yeniden yapılandırılabilir düzlemsel filtre yapıları a) Via geçişi içermeyen yapı, b) Via geçişi içeren yapı ... 26

Şekil 2.21: Yeniden yapılandırılabilir düzlemsel filtre yapılarına ilişkin frekans cevapları a) Band durduran karakteristik, b) Band geçiren karakteristik... 26

Şekil 2.22: Band tutan filtre yapısı (Murat Emur, Yüksek Lisans Tez Çalışması, 2015) ... 27

Şekil 2.23: Eşdeğer devre modeli... 28

Şekil 2.24: Tek mod analizi sonucu elde edilen eşdeğer devre modeli ... 28

Şekil 2.25: Tek mod analizi için geliştirilen eşdeğer devre modeline "kuplajlı hatlar teorisinin" uygulanmasına ilişkin eşdeğer devre modeli ... 28

Şekil 2.26: Çift mod analizi sonucu elde edilen eşdeğer devre modeli ... 32

Şekil 2.27: Çift mod analizi için geliştirilen eşdeğer devre modeline "kuplajlı hatlar teorisinin" uygulanmasına ilişkin model ... 32

Şekil 2.28: Simülasyon ile teorik analiz sonuçlarının karşılaştırılması (Kesikli Çizgiler: Simülasyon sonuçları; Sürekli Çizgiler: Teorik analiz sonuçları) ... 34

Şekil 2.29: Önerilen band geçiren filtre ... 35

Şekil 2.32: Simülasyon ile teorik analiz sonuçlarının karşılaştırılması (Kesikli Çizgiler: Simülasyon sonuçları; Sürekli Çizgiler: Teorik analiz sonuçları) ... 35

Şekil 2.33: Menderes biçimli band geçiren filtre yapısı ... 36

Şekil 2.34: Kapasitans değişiminin frekans cevabı üzerindeki etkisi ... 36

Şekil 2.35: Menderes biçimli band tutan filtre yapısı ... 37

Şekil 2.37: Dörtlü yonca yaprağı band geçiren filtre yapısı... 38

Şekil 2.39: Dörtlü yonca yaprağı band tutan filtre yapısı ... 39

Şekil 2.41: Tek mod analizi için geliştirilen eşdeğer devre modeline "kuplajlı hatlar teorisinin" uygulanmasına ilişkin model ... 40

(11)

vi

Sayfa

Şekil 2.43: Çift mod analizi için geliştirilen eşdeğer devre modeline "kuplajlı hatlar teorisinin" uygulanmasına ilişkin model ... 42

Şekil 2.47: Besleme hattı modifiye edilen filtre yapısı ... 47

Şekil 2.48: "k" uzunluğundaki değişimin frekans cevabı üzerindeki etkisi ... 47

Şekil 2.49: "d” uzunluğundaki değişimin frekans cevabı üzerindeki etkisi ... 48

Şekil 2.50: "g” uzunluğundaki değişimin frekans cevabı üzerindeki etkisi ... 48

Şekil 3.1: Mobil uygulamalar için önerilen filtre yapısı ... 50

Şekil 3.2: Varaktör diyotun değişen kapasitans etkisine karşılık elde edilen simülasyon tabanlı frekans cevapları a) Lineer faz filtre cevabı, b) Quasi-eliptik filtre cevabı... 50

Şekil 3.3: Önerilen filtrenin eşdeğer devre modeli a) Çift mod, b) Tek mod ... 51

Şekil 3.4: Besleme hattının uzunluğunun mod frekansları ve dış kalite faktörü üzerindeki etkisi ... 54

Şekil 3.5: Varaktör diyotun kapasitans etkisi a) Mod frekansları üzerinde, b) Transmisyon sıfırlarının frekansları üzerinde ... 55

Şekil 3.6: İmal edilen filtreye ilişkin fotoğraf ... 56

Şekil 3.7: Ölçüm sonuçları a) 0.5 V'luk adım aralıklarıyla elde edilen quasi eliptik filtreleme karakteristiği, b) 1V'luk adım aralıklarıyla elde edilen lineer faz filtreleme karakteristiği (Besleme hattı uzunluğu k=3mm) ... 56

Şekil 3.8: Band durdurma için simülasyon sonuçları ile ölçüm sonuçları karşılaştırması, lineer faz ve quasi eliptik filtreleme karakteristiği ... 58

Şekil 4.1: Önerilen çift modlu ayarlanabilir rezonatör yapısı ... 59

Şekil 4.2: Önerilen rezonatörün çift mod yarı devre eşdeğer modeli ... 60

Şekil 4.3: Önerilen rezonatörün tek mod yarı devre eşdeğer modeli ... 61

Şekil 4.4: Önerilen ayarlanabilir çift bandlı band durduran filtre ... 62

Şekil 4.5: Besleme hattının genişliğinin frekans cevabı üzerindeki etkisi ... 63

Şekil 4.6: Birinci durdurma bandına ilişkin ayarlama işlemi ... 63

Şekil 4.7: İkinci durdurma bandına ilişkin ayarlama işlemi ... 64

Şekil 4.8: İmal edilen filtreye ilişkin fotoğraf ... 65

Şekil 4.9: Ayarlanabilir birinci durdurma bandının deneysel ölçüm sonuçları ... 66

Şekil 4.10: Ayarlanabilir ikinci durdurma bandının deneysel ölçüm sonuçları ... 66

(12)

vii

TABLO LĠSTESĠ

Sayfa

Tablo 4.1: Tasarlanan filtreye ait boyutlar ... 63

(13)

viii

SEMBOL LĠSTESĠ

C : Kapasite

C_r : Referans elemanı kapasitesi Cv : Değişken kapasite

CDC : DC blok kapasitesi DC : Doğru akım

Z : Empedans

Z0 : Karakteristik empedans Z_odd : Tek mod empedansı Zeven : Çift mod empedansı

Y : Admitans

θ : Elektriksel uzunluk ω : Açısal frekans

f : Frekans

g : Kuplaj Boşluğu, aralık l : İletim hattı uzunluğu

I : Akım

V : Gerilim

w : İletken şerit genişlik I/O : Giriş/Çıkış

(14)

ix

ÖNSÖZ

Bu tez çalışması boyunca bana her zaman yol gösteren, yardımcı olan, lisans öğrenimime başladığım 2004 yılından bu yana benim için emek harcayan, kıymetli hocam Sayın Prof. Dr. Ceyhun KARPUZ’a ne kadar teşekkür etsem azdır.

Değerli eşim Seçkin FİLİZ’e tez çalışmam boyunca gösterdiği sabır ve verdiği her türlü destek için teşekkürü bir borç bilirim.

Beni bugünlere getiren Annem ve Babam, bana bu zamana kadar yol gösterip, her zaman yardımcı olduğunuz için sizlere minnettarım.

(15)

1

1. GĠRĠġ

Filtre yapıları bir haberleşme sisteminin en temel bileşenlerindendir.

Mikrodalga filtreler de 300 MHz'den 3000 GHz'e kadar bir frekans sahasına denk düşen mikrodalga frekanslarını kullanan haberleşme sistemlerinin vazgeçilmez unsurlarındandır. Bilindiği üzere genel anlamda radar sistemleri, RF alıcı/verici modülleri, uydu haberleşme sistemleri gibi alanlarda sıklıkla kullanılmaktadır.

Gelişen teknolojiyle günümüz haberleşme sistemleri sadece belirli frekanslarda çalışan bir sistemden ziyade farklı frekans sahalarında çalışabilen sistemlere ihtiyaç duymaktadır. Bu durum son yıllarda mikrodalga literatüründe sıklıkla kullanılmakta olan yeniden yapılandırılabilir (reconfigurable) olma özelliğinin mikrodalga filtreler için de uygulanmasını gündeme getirmiş ve yeniden yapılandırılabilir mikrodalga filtrelerin popülaritesinin giderek artmasına neden olmuştur. Bu doğrultuda, tez çalışmaları kapsamında yeni filtre tasarımları hedeflenmiş ve imal edilen filtrelerin askeri ve sivil iletişim sistemleri açısından günümüzde büyük bir öneme sahip olan mikrodalga mühendisliği kapsamında öncelikli olarak ulusal ve daha sonra uluslararası düzeyde önemli çıktılar sağlayacağı öngörülmüştür. Literatüre modern iletişim sistemlerinde ihtiyaç duyulan gereksinimlerin karşılanmasında iyi performans gösteren yeni filtre tasarımlarının kazandırılmış olması tez çalışmalarının önemini ortaya koymaktadır.

1.1 Literatür Taraması

İlk olarak literatürdeki aktif elemanlar kullanılarak tasarlanan ayarlanabilir filtre örnekleri araştırılmıştır. Bu aktif elemanlardan kasıt yarıiletken elektronik elemanlardır. Elektronik devrelerde en yaygın kullanılan yarıiletken elemanlardan biri olan diyotlarla yapılan ayarlanabilir mikrodalga filtre tasarımlarına literatürde sıkça rastlanmaktadır. Ayarlama elemanı olarak diyotların kullanıldığı, düşük kutuplama gerilimleri altında kalite faktörü 50’nin üzerinde olan tasarımların optimum çalışma frekans sahası 10 GHz’in altındaki frekans bölgesini kapsamaktadır. Diyotlar sıklıkla küçük paketler halinde mikrodalga plaketlerin

(16)

2

üzerine monte edilebilmekte ve bu tasarımların çoğunun yekpare tasarımlar olduğu bilinmektedir. Literatüre bakıldığında ayarlanabilir filtrelerin PIN diyotlar kullanılarak da tasarlanabildiği görülmektedir. PIN diyotlar, sıklıkla filtre cevabında yeniden yapılandırılabilen ayrık durumların ortaya konulması amacıyla kullanılmakla beraber düşük maliyetli uygulamalar için de cazip bir seçenektir. Literatüre araştırıldığında, PIN diyotlu uygulamaların dağılmış parametreli, toplu elemanlı ve bunların birleştirilmiş, kombine edilmiş formlarından oluşmuş periyodik yapıları kullanan farklı tiplerde filtre topolojileri içerisinde ayrı ayrı incelendiği ve karakterize edildiği görülmektedir. Aşağıda bunlardan bazı örnekler ele alınmış ve tez çalışmaları kapsamında tasarlana filtrelere referans teşkil eden çalışmalar incelenmiştir.

Brito-Brito ve arkadaşları tarafından 2008 yılında yapılan çalışmada anahtarlanabilen, izole kuplajlı rezonatörlerdeki kısmi band genişliği ve reaktans eğim parametresi arasındaki ilişki ortaya konulmuştur. Bu teknik, Brito-Brito ve arkadaşları tarafından 2009 yılında yapılan çalışmalardan ilkinde iki adet anahtarlanabilen band durduran filtre üzerine uygulanmıştır. Bu filtreler belirli bir kısmi band genişliği değerine sahip olmakla beraber iki ayrı merkez frekans değeri arasındaki anahtarlamaya imkân sunmaktadır. Bu filtre uygulamalarında ya iki merkez frekans değeri için de aynı kısmi band genişliği değerine ya da anahtarlanabilir bükümlü rezonatör eklentisinin şekline bağlı olarak belirlenebilen farklı kısmi band genişliği değerlerine erişilmesi hedeflenmiştir. Söz konusu filtre topolojileri Şekil 1.1’de görülmektedir.

Brito-Brito ve arkadaşları tarafından 2006 yılında yapılan bir diğer çalışmada WiFi ve UMTS band standartları arasında anahtarlama yapabilen, yeniden yapılandırılabilir bir band geçiren filtre yapısı üzerine çalışılmıştır. Şekil 1.2 ve 1.3’den de görüleceği üzere tasarlanan topoloji sırasıyla 2.440 GHz merkez frekansında 80 MHz’lik band genişliği değeri ile 1.995 GHz merkez frekansında 140 MHz’lik band genişliği değerine ulaşılmasını temin ederek yapının WiFi ve UMTS band standartlarına uyumlu olarak çalışabilmesine imkân sağlamaktadır. Bu çalışmada band genişliği ve merkez frekansı gibi özellikler PIN diyotların konumu ile ayarlanan rezonatör boyutları ile belirlenmektedir.

(17)

3 (a)

(b)

Şekil 1.1: PIN diyot içeren anahtarlanabilir band durduran filtre yapıları, a) Sabit band genişliği, b) Farklı band genişliği.

(a)

Şekil 1.2: a) Filtre yapısı, b) WiFi durumu için simülasyon ve deney sonuçları, S21, c) WiFi durumu için simülasyon ve deney sonuçları, S11.

Giriş Çıkış

Yan Hat E

Yan Hat C

Yan Hat D

Yüksek frekans Rezonatörü

Düşük frekans Rezonatörü

λg1 2

λg2 2 D5

D3

D1 D2

D4

D6

Giriş Çıkış

Yüksek frekans Rezonatörü

Yan Hat A Düşük frekans

Rezonatörü

Yan Hat B

D3 D4

W s

D1 D2

λg1 2 λg2

2

S1

Giriş

Çıkış Besleme hattı

D2

D1

W

S2

K

UMTS Rezonatör WiFi Rezonatör

Qc

(18)

4

(b) (c)

Şekil 1.2 (devam): b) WiFi durumu için simülasyon ve deney sonuçları, S21, c) WiFi durumu için simülasyon ve deney sonuçları, S11.

(a) (b)

Şekil 1.3: UMTS durumu için simülasyon ve deney sonuçları a) UMTS durumu için simülasyon ve deney sonuçları, S21, b) UMTS durumu için simülasyon ve deney sonuçları, S11.

Bir başka rezonatör kontrollü filtre örneğine Lugo ve Papapolymerau’nun 2006’daki çalışmasında yer verilmiştir. Şekil 1.4 (a)’da verilen bu yapı Şekil 1.4 (b)’de görüldüğü gibi asimetrik filtre cevabına sahip olmakla beraber merkez frekans ve transmisyon sıfırlarının yerleri kare rezonatörün yeniden yapılandırılmasıyla ayarlanabilmektedir.

Birleştirilmiş elemanlar kullanılarak yapılan tasarımlara ilişkin bir örnek Rauscher’in 2003 yılındaki çalışmasında yer almaktadır. Bu çalışmada PIN diyot vasıtasıyla 10GHz’lerdeki band genişliği 500MHz ile 1500MHz arasında anahtarlanabilir hale getirilerek filtre yapısına yeniden yapılandırılabilme özelliği kazandırılmıştır.

(19)

5 (a)

(b)

Şekil 1.4: a) Filtre yapısı, b) Frekans cevapları (s uzunluğuna göre), kesikli çizgi:transmisyon sıfırlarının simetrik dağılımı (s=0.95mm).

Karim 2008 yılındaki çalışmasında ultra geniş band uygulamaları için uygun, kullandığı 4 adet PIN diyot vasıtasıyla band durduran ve band geçiren filtre karakteristikleri arasında anahtarlanabilen bir yapı üzerinde çalışmıştır (Şekil 1.5 (a)). K. Rabbi ve arkadaşlarının 2013’teki çalışmasında basit bir PIN diyot durdurma bandının anahtarlanması görevini üstlenmektedir. Silikon bir zardan oluşan ve kırmızı ötesi ölçeğinde aktive olabilen bir optik anahtarın da PIN diyoda muadil bir eleman olarak kullanılabildiği bu çalışma kapsamında gerçeklenmiştir. Tasarımda kullanılan anahtar ON konumumda iken yeniden yapılandırılabilme özelliğine sahip filtre 3.5GHz’de kırmığı olan bir band geçiren filtre karakteristiği göstermiştir. Tam bir band cevabına, anahtar OFF konumunda iken ulaşılmıştır. Söz konusu filtre UWB

s p b

d

a c

O2

O1

(20)

6

sistemlerin 3.1 – 5 GHz aralığında değişen, düşük band frekansları için mükemmel bir performans sunarak geçirme bandında oldukça düşük araya girme kaybı ile çalıştırılmıştır. Ayrıca transmisyon sıfırları geçirme bandının kenarlarında elde edilerek seçiciliğin artmasına olanak sağlanmıştır.

(a)

(b) (c)

Şekil 1.5: a) Filtre yapısı, b) PIN diyot OFF konumundayken, band durduran filtre cevabı, c) PIN diyot ON konumundayken, band geçiren filtre cevabı.

(a) Şekil 1.6: a) Filtre yapısı,

w

g l3

l1 = λg/2

Giriş Çıkış

Pin diyot l2 = λg/4 l2 =

λg/4

11.4

11

1 2

5.3

6.1

0.6

3.4

5.1 4.1

1.0

0.5

2.0

(21)

7 (b)

(c)

Şekil 1.6 (devam): b) Eşdeğer devre modeli, c) Kırmık yapısı ve eşdeğer devre modeli.

Şekil 1.7: Simülasyon ve ölçüm sonuçları a) PIN diyot ile, b) Optik anahtar ile.

(a)

(b)

2.4 1.0

Z Z∞

∞

1 2

3 4

1 2

3 L 4

L C

C L1

C2

L4

C1

L2 L3

C3

L5

L6 L7

C4 C5

(22)

8

Şekil 1.6’da da görülen PIN diyot (ya da optik anahtar) ON konumunda iken toplam bileşke uzunluk λg/4’e eşitlenerek geçirme bandında 3.5 GHz’de bulunan kırmığın oluşturulması için gerekli maksimum kuplaj değerine ulaşılmıştır. OFF konumundaki durum ON konumundakinin tam tersi bir seyir izlemiştir. Bu durumda açık devre yan hat ile L şekilli yapı arasında hiçbir bağlantı olmadığından birbirine kuplajlı hatlar arasındaki kuplaj seviyesi minimum değerine inmiştir. Bu durum da Şekil 1.7’de görüldüğü gibi tam bir geçirme bandı cevabının elde edilmesine imkân sağlamıştır.

Park ve arkadaşlarının 2005’deki çalışmasında bir alçak geçiren ve band geçiren filtre yapısının direkt temaslı bir anahtar kullanılarak gerçeklendiği görülmektedir. Tasarımda kullanılan anahtarlar periyodik hatlarla oluşturulmuş eş- düzlem transmisyon hatları üzerine tekli ve çoklu olarak temas etmektedir.

Karim’in 2006’daki çalışmasında yer alan filtre yapısına eş düzlem toprak düzlemindeki periyodik yapılar arasındaki band boşluklarından yararlanılarak band geçiren band durduran geçişi anahtarlama özelliğinin kazandırıldığı görülmektedir.

Bu filtrenin merkez frekansı 7.3 GHz’dir.

Young-Hoon Chun ve Jia-Sheng Hong’un 2008’de yaptıkları çalışmada çift kutuplu yeniden yapılandırılabilir mikroşerit bandgeçiren bir filtre yapısı üzerinde çalışılmıştır. Şekil 1.8’de de görüldüğü gibi yapıya eklenen C1 ve C₂kapasitörlerinin değerleri değişkendir.

Şekil 1.8: Y.-H. Chun ve J.-S. Hong tarafından 2008’de önerilen filtre yapısı.

0.2 C1 C₁

V1

V2

V1

1

5.5

10.9

6.7 1.5

15 1.0

1.3 5.5

1.2

Cbypass Cbypass

2

0.5

C2

(23)

9

(a) (b)

Şekil 1.9: Frekans cevapları a) Durum-1, b) Durum-2.

Açık halkanın karşı tarafına konumlandırılan iki DC bloklama kapasitörü (C_bypass) varaktörler için gerekli biaslama gerilimini ikiye ayırmaktadır (C1 ve C₂).

Kapasitörler olmadan filtrenin sabit frekans cevabına sahip bir filtre olduğu söylenebilir. Bu durumda tek ve çift mod arasında kuplaj yoktur. Söz konusu çalışmada C1 ile tek mod, C₂ ile çift mod frekansı değiştirilerek merkez frekansa ayarlanabilir olma özelliği kazandırılması hedeflenmiştir. C1 ve C2’nin farklı kombinasyonlarının incelenmesiyle beraber geçirme bandı merkez frekansına ayarlanabilir özellik kazandırılmasının yanında filtre karakteristiğinin de seçicilik anlamında yeniden yapılandırılabildiği sonucuna ulaşılmıştır. Şekil 1.9’da da görüldüğü gibi Durum-1’de seçicilik geçirme bandının yüksek frekans bölgesinde iken Durum-2’de geçirme bandının alçak frekans bölgesine kaymaktadır.

Mobil haberleşme sistemlerinde yaşanan hızlı gelişmelerle birlikte, frekans tetiklemeli ve çok yönlü alıcılar gibi birçok alanda, ayarlanabilir özelliğe sahip mikrodalga ekipmanlara duyulan ihtiyaç artmıştır. Yeniden yapılandırılabilir ve ayarlanabilir çift bandlı band durduran filtre uygulamaları, birden fazla frekans sahasında etkin olunabilmesine imkân sağladıklarından dolayı literatürde önemli bir yere sahiptir. Özellikle ayarlanabilir filtreler, geniş bir frekans sahasında etkin olabilirler. Minimize boyut, düşük kayıp ve düşük maliyet gibi özelliklere sahip mikroşerit yapıların, ayarlanabilir devre tasarımları için en uygun alternatif olduğu söylenebilir. Literatürde ayarlanabilir band geçiren çok sayıda filtre örneği yer almaktayken aynı durum ayarlanabilir çift bandlı band durduran mikroşerit filtreler için geçerli değildir.

(24)

10

Huawu Xiao’nun 2012 yılında yaptığı çalışmada önermiş olduğu ayarlanabilir band durduran filtre yapısına ilişkin geniş ayarlanabilme aralığı, Şekil 1.10’da da görüldüğü gibi, kuplajlanan hat içindeki varaktör diyotlardan yararlanılmak suretiyle elde edilmiştir.

Şekil 1.10: H. Xiao tarafından 2012'de önerilen yapı.

Hassan Aldeeb ve Thottam S. Kalkur’un 2016 yılında yaptıkları çalışmada yer alan çift bandlı ayarlanabilir band durduran filtre yapısının BST kapasitörler ile kademeli empedans rezonatörler (SIR) kullanılmak suretiyle tasarlanmış olduğu görülmektedir (Şekil 1.11).

Şekil 1.11: H. Aldeeb ve T. S. Kalkur tarafından 2016'da önerilen yapı.

Mahbubeh Esmaeili ve Jens Bornemann’nın 2017’de yaptıkları çalışmada ayarlanabilir band durduran filtrelerde yüzey entegreli dalga kılavuzu (SIW) teknolojisi, düzleştirilmiş bir SIW rezonatörü ve açık devre bir koplanar düzlemsel dalga kılavuzu rezonatörü ile de kullanılmıştır (Şekil 1.12).

Şekil 1.12: M. Esmaeili ve J. Bornemann tarafından 2017’de önerilen yapı.

(25)

11

Şu ana kadar anlatılan tüm bu ayarlanabilir band durduran filtre yapılarının ayarlanabilir tek bir durdurma bandı vardır. Son iki çalışmadaki filtreler ise iki adet durdurma bandına sahiptir. Chih-Hsiang Ko ve arkadaşlarının 2015 yılında yaptığı çalışmada yer alan ayarlanabilir band durduran filtre tasarımı RF dönüştürücüler kullanılmak suretiyle gerçekleştirilmiştir (Şekil 1.13).

Şekil 1.13: C. H. Ko ve arkadaşları tarafından 2015'de önerilen yapı.

Mengkui Shen ve arkadaşlarının 2015 yılında yaptığı bir diğer çalışmada, sıvı kristal teknolojisi, açık devre yan hatlara sahip meander halka rezonatör ile tasarlanan filtreye ayarlanabilme özelliği kazandırmak için kullanılmıştır (Şekil 1.13). Bu çalışmada bağımsız olarak ayarlanabilen merkez frekanslarına sahip, yeni bir çift modlu çift bandlı band durduran filtre tasarlanmıştır.

Şekil 1.14: M. Shen ve arkadaşları tarafından 2015'de önerilen yapı.

(26)

12

2. YENĠDEN YAPILANDIRILABĠLĠR FĠLTRELER

2.1 Yeniden Yapılandırılabilir Filtrelerin Tasarımı ve Analizi

Mikrodalga ayarlanabilir filtrelere; kullanılan ayarlama metoduna göre (sürekli zamanlı ya da ayrık zamanlı), merkez frekansı, band genişliği ve seçicilik gibi parametreler üzerinden yeniden yapılandırılabilme özelliği kazandırılabilir. Bu doğrultuda, tez çalışmaları kapsamında tasarlanan özgün çift modlu çift bandlı düzlemsel mikrodalga filtre topolojilerine en uygun yöntemin belirlenmesiyle seçilen uygun filtre parametresine (örneğin; merkez frekans, band genişliği, seçicilik, vb.) yeniden yapılandırılabilme ve ayarlanabilme özelliğinin kazandırılması gerçekleştirilmiştir. Teorik çalışmaların iki yöntemle gerçekleştirilebilmesi mümkün olmuştur. Bunlardan birincisi tasarlanan filtrenin eşdeğer devre modelinin iletim hattı teorisine göre modellenmesi, ikincisi ise kuplaj matrisi sentez işlemidir. Bu bölümde mikrodalga devre analizlerinde literatürde sıkça kullanılmakta olan çift-tek mod analizi çerçevesinde bir mikrodalga filtre devresinin giriş empedans veya admitans ifadesinin elde edilmesine dayalı olarak filtrenin frekans cevabının türetilmesi çalışmaları gerçekleştirilmiştir. Ayrıca, yine filtre yapılarının fiziksel özelliklerine uygun bir eşdeğer devre modeli üzerinden devrenin giriş empedansı veya admitansı çıkarılmak suretiyle filtrenin teorik frekans cevabının elde edilmesi işlemleri yerine getirilmiştir. Teorik çalışmaların bir diğer ayağında ise yine devre analiz işlemlerinde sıkça kullanılan eşdeğer devre modelindeki paralel veya seri bağlantı özelliklerine sahip devre elemanlarının ABCD matrisleri devrenin bütünlüğü kapsamında kullanılarak frekans cevabının türetilmesi gibi yöntemlere de yer verilmiştir. İlk olarak 2008 yılında Karim tarafından yapılan çalışmada önerilen band durduran karakteristiğe sahip filtre yapısına ilişkin teorik modelleme referans alınmış ve ileriki aşamalarda yarık yükleme özelliğiyle indüktif yüklü devre modeli, interdijital parmaklar yerleştirmek suretiyle de kapasitif yüklü devre modelleri tasarlanmış ve literatüre kazandırılmıştır. Temel devre topolojisi olarak mikroşerit açık halka kare rezonatör ve bunların yarık yüklü indüktif konfigürasyonları ile koplanar şerit hat açık halka kare rezonatörlerin yarık yüklü indüktif ve interdijital yüklü kapasitif

(27)

13

modelleri geliştirilmiştir. Karim’in çalışmasında önerilen band durduran karakteristiğe sahip filtre yapısında açık devre yan hat uzunlukları l2= λg/4’dür.

Ayrıca yapıda açık devre yan hatları bağlayan l1= λg/2 uzunluklu bir hat da mevcuttur. Bu hat filtreye geniş bir durdurma bandı kazandırmaktadır (Şekil 2.1).

Şekil 2.1: Tez çalışması kapsamında kullanılan temel filtre yapısı.

2.1.1 ABCD Matrisine Dayalı Ġki Kapılı Devre Analizi

Devrenin teorik frekans cevabını elde etmek üzere öncelikle, Şekil 2.2 (b)’de görülen yapının eşdeğer devre modeli üzerinden admitans ve ABCD matrisleri kullanılarak frekans cevabı elde edilmiştir.

Şekil 2.2: a) Filtre yapısı, b) Eşdeğer devre modeli.

Zh, θ1

Zh, θ2 C Zh, θ2

1 2

l1

l2 l2

ω g

g l2 =

λg/4

l2 = λg/4 l1 = λg/2

Giriş Çıkış

(28)

14

Şekil 2.3: Yapının üst ve alttaki hatlarına ilişkin eşdeğer devre modelinin ayrık olarak görünümü.

Klasik açık devre sonlandırmalı yan hat kullanımını içeren geniş üst tutma bandı karakteristiğinden ziyade f0, 3f0, 5f0 … şeklinde tutma bandı merkez frekanslarına sahip yan hatlı filtre konfigürasyonu kapsamında değerlendirilen filtre yapısı, Şekil 2.3’te görüldüğü gibi iki hatta ayrılıp incelendiğinde elde edilen eşitlikler Denk. (2.1) ve (2.2)’de verilmiştir. Bu noktada açıklamakta yarar var, aynı konfigürasyonda açık sonlandırma yerine kısa devre sonlandırma kullanılması durumunda aynı merkez frekanslarına sahip band geçiren filtrelerin gerçekleştirilmesi mümkün olmaktadır. Bu özellik bu tip filtre konfigürasyonlarının bir via (üst iletken alt toprak düzlem arası bağlantı) geçiş bağlantısı vasıtasıyla basit bir uygulamayla yeniden yapılandırılabilir (reconfigurable) bir filtre tasarım çalışması elde edilebilmektedir. Bu tez çalışmasında temelde bu teknik kullanılmak suretiyle band tutan-band geçiren filtre karakteristik geçişleri basit bir via uygulamasıyla elde edilmiştir.

1 1

cos sin

1 sin cos

h üst

h

iZ

ABCD i

Z

 

 

 

  

 

 

(2.1)

2 h 2 2 h 2

alt

2 2 2 2

h h

cosθ iZ sinθ 1 cosθ iZ sinθ

ABCD = 1 1 iωC 1

i sinθ cosθ i sinθ cosθ

0 1

Z Z

   

   

   

   

(2.2)

Yukarıdaki ifadelerde kullanılan  elektriksel uzunluk olup çalışma frekansı dalga boyuna ve hat uzunluğuna bağlı olarak,

l 2 l



    (2.3)

Zh, θ1

Zh, θ2 C Zh, θ2

Üst

Alt

(29)

15 2

etkin etkin

c f

 

 

 (2.4)

elde edilir. Denk. 2.3’de μetkin=1 olarak alınır ve düzenlenirse,

2 f _etkin

c

 

  (2.5)

olur. İki kapılı devreler için tanımlanmış olan ABCD Matrisi - Admitans Matrisi Dönüşüm Özellikleri ve bağıntıları kullanılmak suretiyle Denk. (2.1) ve (2.2)’de verilen ABCD matris elemanları vasıtasıyla devrenin admitans matrisi eleman değerleri elde edilebilir. Bu dönüşüm için gerekli bağıntılar aşağıda verilmiştir.

- -1

üst üst üst üst üst

üst üst

üst

üst üst

D D C A D

B B

Y A

B B

 

 

 

 

 

(2.6)

- -1

alt alt alt alt alt

alt alt

alt

alt alt

D D C A D

B B

Y A

B B

 

 

 

 

 

(2.7)

Yapının tümüne ilişkin admitans matrisi yapının alt ve üst hatlarına ilişkin admitans matrislerinin toplamı alınarak elde edilir.

ü

devre st alt

Y  Y  Y

(2.8)

Bu aşamada, Admitans Matrisi - Saçılma Matrisi Dönüşüm Özellikleri ve bağıntıları kullanılmak suretiyle admitans matrisi elemanları yardımıyla frekans cevabının elde edilmesinde kullanılan saçılma parametreleri türetilebilir. Bu işlemlerin gerçekleştirilebilmesi ve S21 iletim katsayısı (araya girme kaybı) ve S11

yansıma katsayısının (dönme kaybı) ifade edilebilmesi için Denk. (2.8)’de verilen tüm yapıya ilişkin admitans matrisi saçılma parametrelerine dönüştürülmesiyle,

  



⁰ ¹¹



⁰ ²²



^{12 21}

11

0 11 0 22 12 21

Y Y Y Y Y Y

S Y Y Y Y Y Y

  

    (2.9)

(30)

16

 

^{21 0}



21

0 11 0 22 12 21

S 2Y Y

Y Y Y Y Y Y

 

   (2.10)

elde edilir. Bu bağıntılardaki Y0 filtre devresini dahili karakteristik admitansıdır. Y11

ve Y21 sırasıyla giriş yansıma admitansı ve iletim (transfer) admitansı olup, karşılıklı ve simetrik bir devre durumunda Y11=Y22 ve Y21=Y12 olur. Yapının tümüne ilişkin frekans cevabının desibel cinsinden ifade edilebilmesi için de aşağıdaki eşitliklerden faydalanılabilinir.

11 20 11

S  log S dB (2.11)

21 20 21

S  log S dB (2.12)

Bahsi geçen sıralama doğrultusunda yapılan teorik analiz işlemi Mathcad Yazılım Paket Programı yardımıyla grafik üzerine aktarıldığında elde edilen frekans cevabı Şekil 2.4’te görülmektedir. Bir sonraki basamakta elde edilen teorik cevabın Sonnet Software yardımıyla yapılan simülasyon sonuçları ile örtüştüğü gözlenmiştir.

İlgili grafik Şekil 2.5’te verilmiştir.

Şekil 2.4: Eşdeğer devre modeli üzerinden ABCD, Y-Admitans ve S-Saçılma parametrelerine dayalı, teorik olarak elde edilen frekans cevabı.

2.1.2 Çift-Tek (Even-Odd) Mod Analizi:

İki kapılı bir devre modelinde devrenin giriş empedansı veya admitansını bulmak için kullanılan bir diğer yöntem devrenin çift-tek mod analizini gerçekleştirmektir. Bunu yapabilmek için öncelikli olarak giriş-çıkış düzlemlerine göre devrenin simetri ekseni üzerinden; çift mod durumu için devrenin yarısına açık devre sonlandırma (manyetik duvar yerleştirilme kabulü), tek mod durumu için de kısa devre sonlandırma (elektrik duvar yerleştirilme kabulü) uygulanır.

0 5 10 15

80

60

40

20 0

Frequency, f, GHz

S Parameters, S11, S21, dB

1.334

 10^⁷

75.127

 S11dB f 10 ⁹

S21dB f 10 ⁹

15

0 f

(31)

17

Şekil 2.5: Simülasyon sonuçları ile teorik analiz sonuçlarının karşılaştırılması (Kırmızı, mavi: Simülasyon sonuçları; Yeşil, mor: Teorik sonuçlar).

Bu durumda sırasıyla girişten gözüken çift mod ve tek mod empedans (veya admitans) ifadeleri elde edilir. Böylece eşdeğer devre modeli üzerinden yapılan teorik modelleme bu kez çift-tek mod empedans formülüne dayalı olarak tekrar elde edilir.

Şekil 2.6: Yapının simetri eksenine göre iki parçaya ayrılması.

Şekil 2.7: Çift-tek mod analizi.

5 10

60

48

36

24

12 0

Frequency, f, GHz S Parameters, S11, S21, dB ^6.962^ ¹⁰

5



59.77

 S11dB ff _{k 0}_{ }10⁹

S21dB ff _{k 0}_{ }10⁹

S11s im_{k 1}_{ } S21s im_{k 5} 

14

1 ff_{k 0}_{ }

1 2

2C 2C C

Çift Mod

Tek Mod

θ

a

θ

b

θ

a

θ

b

θa

θb

Yçift

θa

θb

Ytek

(32)

18

Bunun için ilk olarak düşey eksene göre simetrik olan yapı simetri eksenine göre iki parçaya ayrılmış ve işlem kolaylığı açısından analiz tek parça üzerinden gerçeklenmiştir. Söz konusu durum Şekil 2.6 ve Şekil 2.7’de modellenmiştir. Çift mod analizinde eşdeğer devre modeli üzerindeki hatlar açık devre edilirken, tek mod analizinde kısa devre edilir. Bu kural Şekil 2.6’da görülen yapıya Şekil 2.7’deki gibi uygulanmıştır. Kısa ve açık devre sonlandırmalı hatlar için kullanılan giriş empedans eşitlikleri,

0

Z

kd

 iZ tan 

(2.13)

0

Z

ad

  iZ cot 

(2.14)

şeklindedir. Bir yük ile sonlandırmalı hatlar için kullanılan empedans formülü ise

0

0 0

L in

L

Z iZ tan

Z Z

Z iZ tan



 

 ^(2.15)

ile verilmiştir. Denk. (2.13), (2.14) ve (2.15)’de verilen empedans formülleri Şekil 2.7’de verilen eşdeğer devre modelleri için kullanıldığında çift ve tek mod giriş admitansı

  

¹



¹

Yç_ift  iZ cot_h _a ^  iZ cos_h _b ^ (2.16)

 

1

1 2

h b

tek h a h

h b

h

iZ tan i C

Y iZ tan Z

Z i tan

i C

 



 



  

 

   

  

 

 

(2.17)

olur. Denk. (2.18) ve (2.19) ile aşağıda verilen eşitliklerden yararlanılarak Denk.

(2.16) ve (2.17)’de verilen çift-tek mod admitanslarından saçılma parametrelerine geçilerek frekans cevabı elde edilebilir.

  

2 0 11

0 0

even odd

even odd

Y Y Y

S Y Y Y Y

 

  (2.18)

 



⁰

 

21

0 0

even odd

Y Y Y

S Y Y Y Y

 

   (2.19)

Yapılan teorik analiz sonucunda elde edilen frekans cevabı ile simülasyon sonucunda elde edilen frekans cevabı Şekil 2.8’de karşılaştırılmıştır. Grafik Mathcad Paket Program çıktısıdır.

(33)

19

Şekil 2.8: Teorik olarak çift-tek mod analizi sonucunda elde edilen frekans cevabı ve simülasyon sonucunda elde edilen frekans cevabı

(Kırmızı, mavi: Simülasyon sonuçları; Yeşil, mor: Teorik sonuçlar).

(a) (b)

Şekil 2.9: a) Band durduran karakteristiğe sahip yapı, b) Band geçiren karakteristiğe sahip via geçişlerine (kısa devre bağlantı için) sahip yapı.

Söz konusu yapı (Şekil 2.9 (a)) aynı zamanda yeniden yapılandırılabilir bir devre özelliğe sahiptir. Yapıya eklenen via geçişleri yardımıyla yapının karakteristiği band durduran karakteristikten band geçiren karakteristiğe geçiş yapmaktadır.

Yapıya eklenen via geçişleri Şekil 2.9 (b)’de gösterilmiştir.

Şekil 2.10: Band durduran ve band geçiren karakteristiğe sahip frekans cevapları

(Kesikli Çizgiler: Band durduran filtre karakteristiği, Sürekli Çizgiler: Band geçiren filtre karakteristiği).

5 10

60

48

36

24

12 0

Frequency, GHz

S Parameters, dB

6.962

 10^⁵

59.77

 S11dB ff _{k 0}_{ }10⁹

S21dB ff _{k 0}_{ }10⁹

S11s im_{k 1}_{ } S21s im_{k 5} 

14

1 ff_{k 0} 

Frequency, GHz

0 2 4 6 8 10 12 14

S Parameters, dB

-50 -40 -30 -20 -10 0

S11 S21 S11, S21

S21 S11

(34)

20

Yapıya eklenen via geçişi yardımıyla frekans cevabının band durduran karakteristikten band geçiren karakteristiğe dönmesine ilişkin simülasyon sonucu Şekil 2.10’da verilmiştir.

2.1.3 Ġndüktif Yarık Yüklü Yapılar

Karim’in 2008 yılındaki çalışmasında önerilen yapıya alternatif olarak minyatürizasyon etkisi oluşturmak amacıyla indüktif etkiye sahip dar yarıkların ilave edilmesiyle aynı fiziksel alanda daha düşük frekanslarda filtreleme özelliği gösteren yapılar ele edilebilmektedir. Şekil 2.11’den de görülebilineceği gibi klasik yapıya eklenen yarık yüklemeler frekansı kaydırıcı bir etki gösterecek ve devre optimizasyonu elde edilmiş olacaktır. Önerilen konfigürasyonda giriş/çıkış kapıları devreye direk bağlanmış durumda ve bağlantı noktalarına referansla açık devre sonlandırmalı yan hatların uzunluğu ilgili merkez frekansla ilişkili olara /4 uzunluğunda, iki kapı düzlemi arasındaki üst yol uzunluğu ise /2 uzunluğundadır.

Açık devre özelliğinden dolayı normal devre band tutan karakteristik gösterirken, bu yan hatların alt toprak düzlemine via geçişleriyle kısa devre bağlantı sağlanmasıyla devre band geçiren filtre karakteristiğine sahip olmaktadır. Bu özellik yeniden yapılandırılabilir filtre özelliği sağlamaktadır. Aynı frekans sahasında band tutan filtreden band geçiren filtre geçiş basitçe via bağlantılarıyla sağlanmış olmaktadır.

Yapılan simülasyonlar sonucunda, yarık yüklemelerin etkisiyle frekansta meydana gelen kayma Şekil 2.12’de görülmektedir.

(a) (b)

Şekil 2.11: Yarık yüklemeli yapılar a) Via geçişi olmayan yapı, b) Via geçişli yapı.

(35)

21 (a)

(b)

Şekil 2.12: Yarık yükleme etkisi a) Band geçiren karakteristik, b) Band durduran karakteristik, (Kesikli Çizgiler: Yarık yükleme eklenmeyen yapı; Sürekli Çizgiler: Yarık yükleme eklenen yapı).

2.1.4 Kapasitif Ġnterdijital Parmak Yüklü Yapılar

İlk kısımda bahsedilen yarık yükle yerine yine Karim’in 2008 yılındaki çalışmasında önerilen yapıya alternatif olarak minyatürizasyon etkisi oluşturmak amacıyla interdijital parmaklar kullanmak suretiyle devreye kapasitif yüklü olma özelliği kazandırılarak daha kompakt bir yapı özelliği sağlanmaktadır. İnterdijital parmaklar sayesinde aynı fiziksel alanda daha düşük frekanslarda filtreleme özelliği gösteren yapılar ele edilebilmektedir. Bu yapılar temel olarak topraklanmış iletken destekli koplanar şerit hatlardır. Yani kısaca mikroekranlı düzlemsel yapıdır.

Frequency, GHz

0 2 4 6 8 10 12 14

S Parameters, dB

-60 -40 -20 0

S11 S21 S11, S21

S21

S11

Frequency, GHz

0 2 4 6 8 10 12 14

S Parameters, dB

-60 -40 -20 0

S11 S21 S11, S21

S21

S11

(36)

22

(a) (b)

Şekil 2.13: İnterdijital yüklemeli yapılar a) Via geçişi olmayan yapı, b) Via geçişli yapı.

(a)

(b)

Şekil 2.14: İnterdijital yüklemeli yapılarda “h” yükseklik değişiminin filtre cevabı üzerindeki etkisi a) Band durduran karakteristik, b) Band geçiren karakteristik.

Frequency, GHz

0 2 4 6 8 10 12 14

-60 -40 -20 0

h (mm)

0.6

1.0 S11

Frequency, GHz

0 2 4 6 8 10 12 14

-60 -50 -40 -30 -20 -10 0

h (mm)

0.6

1.0 S11

h 1

(37)

23

Şekil 2.13’den de görülebilineceği gibi klasik yapıya eklenen parmaklar frekansı kaydırıcı bir etki gösterecek ve devre optimizasyonu elde edilmiş olacaktır.

Yapılan simülasyonlar sonucunda frekansta meydana gelen kayma Şekil 2.14’de görülmektedir.Yarık yüklemelerin etkisine benzer olarak, Şekil 2.13’te yapıya eklendiği görülen interdijital yüklemelerin de frekans cevabı üzerindeki etkileri gözlemlenmiştir. Beklendiği gibi her iki uygulama da frekansın daha düşük değerlere kaymasını sağlamaktadır. Şekil 2.13’te verilen interdijital yüklemeli yapıların besleme hatları bağlantı noktası (tap point) filtre seçiciliği üzerindeki etkilerin ve iletim sıfırlarının yerinin kontrolü amacıyla yapıların orta kısmından üst kısmına alınmıştır (Şekil 2.15). Besleme hattının konumundaki bu değişikliğin, frekans cevabı üzerindeki kaydırıcı etkisi Şekil 2.16’da verilmiştir.

(a) (b)

Şekil 2.15: Beslemenin üstte olduğu interdijital yüklemeli yapılar a) Via geçişi eklenmeyen yapı, b) Via geçişine sahip yapı.

(a)

Şekil 2.16: İnterdijital yüklemeli yapılarda besleme hattının konumundaki değişimin frekans cevabı üzerindeki etkisi a) Band durduran karakteristik

Frequency, GHz

0 2 4 6 8 10 12 14

-60 -40 -20 0

feedline

up

middle S21

(38)

24 (b)

Şekil 2.16 (devam): İnterdijital yüklemeli yapılarda besleme hattının konumundaki değişimin frekans cevabı üzerindeki etkisi, b) Band geçiren karakteristik.

2.1.5 Kapasitif Ġnterdijital Parmak Yüklü Yapıların Teorik Analizi

İnterdijital yüklemeli yapıların teorik modellemelerinde önceki bölümlerde bahsedilen çift-tek mod analizi kullanılarak frekans cevapları elde edilebilmektedir.

Bu amaca yönelik olarak aşağıda Şekil 2.17 (a)’da verilen interdijital yüklemeli yapının yaklaşık bir eşdeğer devre modeli Şekil 2.17 (b)’deki gibi kabul edilmiştir.

Şekil 2.17: a) İnterdijital yüklemeli yapı, b) Eşdeğer devre modeli.

S21

Frequency, GHz

0 2 4 6 8 10 12 14

-60 -40 -20 0

feedline

up middle S11